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選擇雙向轉(zhuǎn)換器控制方案

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選擇雙向轉(zhuǎn)換器控制方案

48V-12V雙電池電源系統(tǒng)正普通用于輕度混合動(dòng)力電動(dòng)車。車輛的動(dòng)態(tài)工作條件可能需要在兩個(gè)電池軌道之間來回傳送高達(dá)10kW的電功率。由于移動(dòng)車輛中的各種操作情況，控制一個(gè)方向或另一個(gè)方向上的功率流需求可以說是一個(gè)相當(dāng)復(fù)雜的任務(wù)，需要數(shù)字控制方案的智能。因此，當(dāng)?shù)钠囍圃焐毯鸵患?jí)供應(yīng)商開始開發(fā)48V-12V雙向電源轉(zhuǎn)換器時(shí)，大多數(shù)都采用了全數(shù)字方法。

全數(shù)字解決方案成本昂貴，因?yàn)樗鼈冃枰S多離散的模擬電路。這些模擬電路包括精密電流檢測(cè)放大器、功率MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)器、監(jiān)視和保護(hù)電路等。由于電路板上的設(shè)備數(shù)量龐大，離散解決方案顯得笨重且不可靠。為了減少解決方案尺寸和降低成本，同時(shí)提高性能和系統(tǒng)級(jí)可靠性，一些一級(jí)供應(yīng)商正在尋找一種混合架構(gòu)，其中微控制器處理更高級(jí)別的智能管理，且高度集成的模擬控制器實(shí)現(xiàn)電源轉(zhuǎn)換器級(jí)。在這篇博文中，我將討論如何確定這種模擬控制器的合適的控制方案。

表1總結(jié)了不同控制方案的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。

適配器
表1：控制方案比較

A48V-12V雙向轉(zhuǎn)換器通常必須具有高精度的電流調(diào)節(jié)（優(yōu)于3％），以便地控制從一個(gè)電池軌到另一個(gè)電池軌傳輸?shù)墓β柿俊Ｓ捎诟吖β?，系統(tǒng)通常需要交錯(cuò)并行操作中的多相電路，以共享總負(fù)載，并且共享應(yīng)當(dāng)在各個(gè)相之間均衡。因此，電壓控制模式不適合，因?yàn)槠洳荒軐?shí)現(xiàn)多相共享。

基于峰值電感器電流生成脈沖寬度調(diào)制（PWM）信號(hào)的峰值電流模式控制方案可實(shí)現(xiàn)多相共享。然而，共享平衡很大程度上受功率電感器公差的影響。功率電感器通常具有±10％的公差，導(dǎo)致顯著的共享誤差，從而導(dǎo)致不同相位的失衡功率耗散。更糟的是，電感器的峰值電流具有與DC電流的固有誤差，導(dǎo)致電流調(diào)節(jié)較不，進(jìn)而導(dǎo)致功率輸送不太準(zhǔn)確。

傳統(tǒng)的平均電流模式控制方案解決了峰值電流模式控制的電流誤差問題，因?yàn)樗{(diào)節(jié)了平均電感電流，并消除了電感公差對(duì)電流調(diào)節(jié)的影響。然而，電廠傳遞函數(shù)隨著工作電壓和電流條件而變化，并且雙向操作需要兩種不同的環(huán)路補(bǔ)償。

為了克服常規(guī)平均電流模式控制方案的挑戰(zhàn)并簡化實(shí)際電路實(shí)現(xiàn)，TI為48V-12V雙向轉(zhuǎn)換器工作開發(fā)了創(chuàng)新的平均電流模式控制方案，如圖1和表1所示。功率級(jí)包括：

高側(cè)FET（Q1）。
低側(cè)FET（Q2）。
功率電感器（Lm）。
電流檢測(cè)電阻（Rcs）。
兩個(gè)電池，一個(gè)在HV端口，另一個(gè)在LV端口。
控制電路包括：

增益為50的電流檢測(cè)放大器，通過方向指令DIR（“0”或“1”）進(jìn)行方向轉(zhuǎn)向。
跨導(dǎo)放大器用作電流環(huán)路誤差放大器，在非反相引腳施加參考信號(hào)（ISET），以設(shè)置相位直流電流調(diào)節(jié)值。
PWM比較器。
與HV-Port電壓成比例的斜坡信號(hào)。
由DIR控制的轉(zhuǎn)向電路，用于施加PWM信號(hào)以控制Q1或Q2作為主開關(guān)。
COMP節(jié)點(diǎn)處的環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。
Rcs感應(yīng)電感電流，且信號(hào)被放大50倍。該信號(hào)被發(fā)送到跨導(dǎo)放大器的反相輸入，導(dǎo)致COMP節(jié)點(diǎn)處的誤差信號(hào)，該節(jié)點(diǎn)也是PWM比較器的非反相輸入的節(jié)點(diǎn)。比較誤差信號(hào)和斜坡信號(hào)產(chǎn)生PWM信號(hào)。由DIR命令控制，PWM信號(hào)可控制Q1進(jìn)行降壓模式操作，并強(qiáng)制電流從HV端口流向LV端口，或當(dāng)發(fā)送到Q2時(shí)，反轉(zhuǎn)電流流動(dòng)的方向。


表2：變流器功率裝置傳遞函數(shù)（KFF是斜坡發(fā)生器系數(shù)；Vramp = KFF×VHV-端口；Rs是沿著功率流路徑的有效總電阻，不包括Rcs）

 充電器

表2所示為新控制方案的優(yōu)點(diǎn)。電廠傳遞函數(shù)對(duì)于雙向操作是相同的，它是一階系統(tǒng)。此外，傳遞函數(shù)與諸如端口電壓和負(fù)載電流水平的操作條件無關(guān)。因此，應(yīng)用單個(gè)II型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)將在所有工作條件下始終穩(wěn)定雙向轉(zhuǎn)換器，大大簡化了實(shí)際電路的運(yùn)用，并提高了性能。

TI的專有平均電流模式控制方案適用于汽車48V-12V雙向電流控制器。它需要單個(gè)II型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)來覆蓋雙向操作，而不管操作條件如何。電流調(diào)節(jié)精度——盡管存在電感公差，但均勻共享高功率等的自然的多相并聯(lián)操作將大大簡化高性能的雙向轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)。TI在LM5170-Q1多相雙向電流控制器中實(shí)現(xiàn)了這種控制方案。閱讀博文“雙電池系統(tǒng)中的汽車48V和12V電源互聯(lián)”，了解如何克服設(shè)計(jì)混合電動(dòng)車電源的挑戰(zhàn)。

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| 發(fā)布時(shí)間：2017.04.21    來源：適配器、充電器
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